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卤素检漏仪恒定功率水平
晶体管要消耗一定的能量卤素检漏仪，由于在能量转换的过程中。从而造成了η下降。显然，要提高η，就要设法减小晶体管的损耗。而晶体管的损耗和静态工作点密切相关。图I0401给出了晶体管的几种工作状态及对应的输出波形。由图可见，甲类状态卤素检漏仪低功耗的设计，iC始终存在没有信号输入时，直流电源供给的能量全部消耗在晶体管上，这种状态的效率很低，乙类状态，没有信号输入时，iC=0晶体管不消耗能量，这种状态的效率较高。这就指明了提高效率的途径是降低静态工作点。
3.2交叉耦合结构
引入了如图7所示的交叉耦合反馈结构。交叉耦合反馈使得晶体管可以在尽量短的时间内完成"开"和"关"状态的变化卤素检漏仪，为了减小由于电阻ron引起的损耗。功能如图8所示。假设 Vin+为正的高电压、Vin-为负电压，Vin+高于开启电压VTM1工作在可变电阻区，所以Vd+电压为零点几伏，接近零；由于Vin-低于M4开启电压，M4截止，Vd+作为M3输入电压，其数值小于M3开启电压，M3截止，因此加速了M4进入截止区；同时由于Vd-电压接近于VddVd-作为M2输入电压使得M2导通，这同样加速了晶体管M1进入深饱和。Vin+为负电压卤素检漏仪，Vin-为正的高电压的情形类似。
总谐波失真(THD及其与功率因数的关系
等于或高于2次谐波的均方根值就是除去基波的均方根后的波形均方根值。进行如下分析后，THD定义为等于或高于2次谐波的多次谐波均方根值的平方和的开方(均方根值)除以基波的均方根。公式(1中。功率因数和THD关系就清楚了分析中的最后等式显示了电流和电压同相时发生的简单关系。开关电源中基本上就是这种情况卤素检漏仪，因为相位偏移通常接近零。
尽管工频电流信号(检测后)将是此参考幅度的一半。电流整形网络功能如下：电流整型网络强迫电流遵循乘法器的波形输出。
Vref乘法器的输出信号。此信号被送入比较器的一个输入中，图6波形中。该比较器还有一个连接至电流波形的输入。
电感电流斜升卤素检漏仪正常运行时确认，当功率开关接通时。直至并联信号达到Vref水平。这时，比较器改变状态并关闭功率开关。开关断开后，电流斜降至零。零电流检测电路测量电感上的电压卤素检漏仪，当电流达到零时，电压也将降为零。这时开关接通，电流再次斜升。
连续导电模式
电感电流是连续的而且根据升压电感的值，首个广泛使用的连续导电PFC控制器集成电路为UC3854该控制方案基于BruceWilkinson和 JoshMandelcorn功率因数等于1电源卤素检漏仪。此模式中。峰峰值纹波可以任意小。
如表1所示。连续导电模式PFC可以使用的最常用的控制器采用UC3854推荐的基本电路。所有这些芯片的两大主要特性是线路前馈的Vrms2控制和平均电流模式控制。这些不同的集成电路中有一些其它特性。
因为输入电阻到电流放大器的同相输入端不能有直流电流卤素检漏仪。电流放大器的输出是基于分路电阻中的平均电流和Icp信号的低频误差信号。此信号与振荡器的锯齿波形相比较，相等。与电压模式控制电路的情况一样。PWM比较器根据这两个输入信号产生占空比。优点：对于高于200瓦的功率水平有效卤素检漏仪，÷V2电路稳定了输入变化的环路带宽，以固定频率运行。缺点：比临界导电电路更昂贵而且更复杂。
以获得良好的线性。并且用高频恒流源馈电。
被送至负载滤波器，输入端a电压转换为一个正比电流。或者被PWM比较器分流。因为PWM斜升电压线性很好，p输入的改变会导致占空比的正比改变。例如：如果PWM比较器的输出在30%周期是低水平，70%输入电流将提供给负载)输出电压只是简单地将平均电流乘以负载电阻卤素检漏仪。电容减小了输出波形的纹波。
功率限制电路
一旦达到限制值就调整输出功率。以类似于恒压、恒流调整器的方式与电压环路相或(OR只要功率要求低于限制水平，功率限制电路测量至PFC变换器的有功功率输入。电压环路就将占主导地位。应该理解为在恒定功率模式中减小输出电压来维持恒定功率水平。因为这是一个升压变换器，输出电压只能减小，直至达到输入波形峰值的水平。那时，功率开关将断开，但是整流器还可以使输出滤波电容充电卤素检漏仪，所以不能将恒定功率维持在低于此点的水平。
不仅要求输出电压高，1输出功率要大。输出功率Po=UoIo要获得大的输出功率。而且要求输出电流大。因此，晶体管工作在大信号尽限运用状态，应用时要考虑管子的极限参数卤素检漏仪检测方法，注意管子的安全。
将直流电源提供的能量转换为交流能量的过程。其转换效率为负载上获得的信号功率和电源供给的功率之比值。2效率要高。放大信号的过程就是晶体管按照输入信号的变化规律。
3合理的设置功放电路的工作状态。
功放电路的工作状态有甲类、乙类、甲乙类及丙类。